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jueves, 6 de octubre de 2011

Diagrama 90 W Notebook PC Adaptador de corriente de diseño de referencia. Fuente de poder 90W Laptop. Fuente de poder Portátil 90W.


90 W Notebook Adapter AC-DC de diseño de referencia
EN NCP1651 Semiconductor (www.onsemi.com)
ofrece una alternativa única para la corrección del factor de potencia en los  diseños, utilizando el controlador NCP1651, y funcionando con el  circuito de PFC, en una topología flyback. Hay varias ventajas importantes a la utilización de la topología flyback.
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En primer lugar, el usuario puede crear una tensión baja aislada de salida  secundaria, con una etapa de potencia única, y aún así lograr una baja entrada de corriente de distorsión, y un factor de potencia cercano a la unidad.
La segunda ventaja, en comparación con la topología de impulso con una Convertidor DC-DC, es un número de componentes menores que reduce el tamaño y el costo de la fuente de alimentación.

Tradicionalmente, el enfoque del tiempo de retorno ha sido ignorado durante las aplicaciones PFC, debido a las limitaciones que se perciben como como picos de corriente alta y alta tensión nominal del interruptor. En este documento se demostrará el método de control de novela incorporadas en el diseño NCP1651, junto con los avances en tecnología de semiconductores discretos que han hecho de la topología flyback muy factible para una amplia gama de aplicaciones de enfoque.
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Análisis controlador
El NCP1651, puede funcionar tanto en  continuo o
Modo discontinuo en su operación.
El siguiente análisis ayudará a destacar las ventajas de la comparación continua.

Modo discontinuo de la operación.

La siguiente tabla define un conjunto de condiciones de las que la comparación se hará entre los dos modos de
la operación.

Tabla 1.
Po = 90 W
Vin = 85-265 Vrms (analizado en la entrada 85 Vrms)
Eficiencia = 80%
Pin = 108 W
Vo = 48 Vcc
Freq = 100 kHz
Transformador de relación de transformación n = 4

En modo continuo (CCM)

Para obligar  la corriente del inductor, se continua a lo largo de la mayoría de la gama de voltaje de entrada (85 a 265 Vac), la inductancia primaria, Lp tiene que ser por lo menos 1,0 mH. La Figura  muestra la corriente típica a través de la bobina primaria de la flyback transformador.
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Durante el cambio de época, este corriente esta el primario y durante el cambio de tiempo, fluye en el secundario.
Por lo tanto, la corriente máxima se puede calcular de la siguiente manera:
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El análisis del convertidor muestra que el pico de corriente
que operan en el CCM es 3,35 A

Modo discontinuo (DCM)
En el modo de operación discontinua, el inductor cae actual a cero antes de la finalización del periodo de conmutación como se muestra en la Figura.
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Para asegurarse de DCM, Lp debe reducirse a aproximadamente 100 H.
Los resultados muestran que el pico de corriente para un tiempo de retorno de funcionamiento del convertidor en el modo de conducción continua, es aproximadamente la mitad del pico de corriente de un convertidor flyback que operan en el modo de conducción discontinua.
El pico de corriente menor como resultado de la operación en el CCM, reduce las pérdidas de conducción en el MOSFET en topología flyback.

Los armónicos de Current Analysis


Un segundo resultado de la carrera en DCM, puede ser mayor de entrada distorsión de corriente, la interferencia electromagnética (EMI), y una potencia de menor Factor, en comparación con CCM, mientras que el mayor pico de corriente puede ser filtrada para producir el misma resultado de rendimiento, se requiere un filtro de entrada más grande.
Un simple Fast Fourier Transform (FFT) se realizó en
(ORCAD) Spice para proporcionar una comparación entre el armónica los niveles actuales de CCM y DCM. la armónica de los niveles actuales afectarán el tamaño de la entrada del filtro EMI que en algunas aplicaciones se requieren para alcanzar los niveles de IEC1000-3-2. En el modelo SPICE FFT, sin frontal de  filtrado se añadió por lo que el resultado del análisis podría ser compararse directamente.

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Refiriéndose a la figura , en la conmutación de 100 kHz frecuencia, la FFT es de 260 mA, y el segundo armónico (200 kHz) es de 55 mA.
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Refiérase a la Figura 4, a 100 kHz de la FFT es de 2,8 A, y el segundo armónico (200 kHz) es de 700 mA.
resultados
A partir del resultado de nuestro análisis, es evidente que un flyback PFC de funcionamiento del convertidor en CCM tiene la mitad de la corriente de pico, y una décima los derechos fundamentales (100 kHz) de corrientes armónicas en comparación con un tiempo de retorno de funcionamiento del convertidor PFCen DCM.
Los resultados son inferiores a las pérdidas de conducción en el MOSFET y diodo secundario rectificar, y una más pequeña entrada de filtro EMI.
En el lado negativo de CCM operación, el tiempo de retorno transformador será mayor debido a los mayores que requiere inductancia primaria y la inductancia de fuga se una mayor eficiencia que afectan a causa de la fuga inductancia de energía que debe ser absorbida durante el controlador de tiempo libre.
Refiérase a la Figura 4, a 100 kHz de la FFT es de 2,8 A, y el segundo armónico (200 kHz) es de 700 mA. resultados. A partir del resultado de nuestro análisis, es evidente que un flyback PFC con funcionamiento del convertidor en CCM, tiene la mitad de la corriente de pico, y una décima los derechos fundamentales (100 kHz) de corrientes armónicas en comparación con un tiempo de retorno de funcionamiento del convertidor PFCen DCM.
Los resultados son inferiores a las pérdidas de conducción en el MOSFET y diodo secundario rectificar, y una más pequeña entrada de filtro EMI.
En el lado negativo de CCM operación, el tiempo de retorno del transformador será mayor debido a los mayores que requiere inductancia primaria y la inductancia de fuga, se ve una mayor eficiencia que afectan a causa de la fuga inductancia de energía que debe ser absorbida durante el controlador de tiempo libre
.
Algunas de las ventajas de operar en DCM incluyen
menores pérdidas de conmutación, porque la corriente cae a cero antes de para el ciclo siguiente maniobra, un transformador más pequeño, y en general, el transformador más pequeño debería resultar en una menor Inductancia de fugas y menos energía para ser absorbido en el amortiguador.


Transformador de relación de espiras

La relación de vueltas del transformador flyback afecta a varios parámetros de funcionamiento, el pico de lado la corriente secundaria y el desagüe del MOSFET de voltaje de la fuente (VDS), durante el controlador de tiempo libre, se refieren a la Figura 8 para la aplicación
esquemática.

El pico de corriente secundaria es la siguiente:

Ipk Prim n

Donde n es el transformador de relación de vueltas, en nuestra aplicación n = 4.
Utilizando el análisis de CCM en comparación con DCM, el pico corriente secundaria es la siguiente:
El pico de corriente secundaria es la siguiente:
Prim Ipk? n
Donde n es el transformador de relación de vueltas, en nuestra aplicación n = 4.
Utilizando el análisis de CCM en comparación con DCM, el pico corriente secundaria es la siguiente:
CCM = 3,34? 4 = 13,4 Apk
DCM = 6,23? 4 = 24,9 Apk

Está claro que a partir del análisis que cuanto mayor es la relación de vueltas, existe un segundo pico más alto secundarios correspondientes actual resultando en pérdidas de conducción superior en el rectificador de salida.

Un segundo efecto de la relación de vueltas es el MOSFET VDS.

El MOSFET VDS durante el tiempo libre es:
Vpk = Vin max? 1.414 (Vo Vf) n Vspike
donde:
Vin max = 265 Vrms
Vo = la tensión de salida
Vf = la caída de tensión en el diodo de salida
Vspike = El pico de tensión debido a la fuga del transformador inductancia
La relación de vueltas en esta ecuación determina la salida de tensión reflejada de vuelta a la primaria, (Vo Vf) n.
Un segundo efecto de la relación de vueltas es el transformador inductancia de fuga, que los efectos Vspike. La corriente de fuga inductancia está relacionado con el acoplamiento entre el primario
y el secundario del transformador.
Como la relación de vueltas aumento, hay más vueltas en el transformador, y menos el diseñador tiene cuidado en su selección y la geometría del núcleo liquidación técnica, el resultado será una mayor fuga inductancia.
Para reducir al mínimo la inductancia de fuga, un núcleo con una amplia gama de ventana de liquidación se debe utilizar, lo que reducirá el número de las capas primarias y secundarias. Además, intercalado la bobina primaria y secundaria se incrementará el acoplamiento. Un ejemplo ayudará a ilustrar el punto. en nuestro aplicación del transformador requiere 74 vueltas en el primario (dos capas) y 19 espiras del secundario (una sola capa). el fabricante del transformador de 45 vueltas herida primaria, luego la vuelta 19 secundaria, y luego los restantes 29 vueltas en el primario. El resultado fue una fuga medida inductancia de 9,0? H.
Un transformador de segunda herida con toda la 74 vueltas en el primario (dos capas), entonces la vuelta 19 secundaria, la inductancia medida de fuga aumentó a 37 H. La razón por la inductancia de fuga mayor era de pobre acoplamiento entre el primario y secundario.
Una vez que la inductancia de fuga se reduce, compruebe que el pico de voltaje en apagar (Vspike) no será superior a MOSFET VDS.
El MOSFET de nuestra aplicación tiene un grado de VDS 800 V, con un margen de seguridad de al menos 100 V VDS en las peores condiciones del caso:
Vspike:
Vspike VDS = â 'Vmargin â' Vin max 1,414 A '(Vo + Vf)
265 800 '100' 1.414 A '(48 + 0,7) 4 = 130 V

En nuestra aplicación el circuito amortiguador fue diseñado para limitar la VDS de la IC a 130 VPK. Refiérase a la Figura 5, de la forma de onda VDS.
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La energía almacenada en el transformador inductancia de fuga es la siguiente:
E = _ le Ipk_
El análisis anterior y los ejemplos ilustran los efectos de la el transformador de relación de vueltas en el pico secundario corrientes en el PFC y el MOSFET VDS a apagar.
La atención cuidadosa se ​​debe tomar cuando se realicen fuera del giro relación, inductancia primaria y ciclo de trabajo.

La Salida de onda de voltaje.
Una segunda consideración cuando se utiliza una topología flyback para PFC, es que la onda de voltaje de salida contiene (en la secundario del transformador) de dos componentes, el ondulación tradicional de alta frecuencia asociado con un tiempo de retorno convertidor, y la onda de frecuencia de línea rectificada (100 o 120 Hz).
La onda de alta frecuencia puede ser calculada por:
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donde:

n = relación de vueltas del transformador
IPK = pico de corriente (secundaria) (13.38 Apk)
IPED = pedestal de la corriente secundaria (10,5 Apk)
Co = salida de capacidad (3.000 en total)
esr condensador de salida = resistencia en serie equivalente (0.015_)
dt = Toff (3,92)


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La solución de la ecuación. 7, el componente de alta frecuencia de onda en el salida es:
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La parte baja frecuencia de la onda:
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Si la onda de tensión de salida se divide en 10 ° incrementos más de un ciclo (180 º) la tensión de ondulación sinusoidal con respecto al ángulo de fase es:
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Para calcular el rizado de la tensión de salida total:


Total de Vripple =


image+image

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En la figura, el rizado de tensión de salida en función de la ángulo de fase se ha trazado. Los resultados muestran que mientras un condensador (s) con baja ESR se utilizan, que la tensión de salida rizado estará dominado por la onda de baja frecuencia (100 Hz o 120 Hz).
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Tiempo de retención
Si la tensión de salida secundaria se utiliza para una distribución de bus, el diseñador puede elegir el tamaño del condensador de salida para mantener los tiempos de preparación, frente a la onda. Si es así los condensadores de salida puede se calcula por:
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donde:
Pout = la potencia de salida máxima
th = el necesario Tiempo de retención (se seleccionó un ciclo de la
línea de 60 Hz, 16,67 ms)
Vnom = el valor nominal de salida 48 Vdc
Vmin = 36 Vcc
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En los cálculos anteriores de onda de voltaje de salida y
Tiempo de retención, es una coincidencia que el mismo valor de capacidad de salida fue seleccionado en ambos casos.



Características NCP1651


El NCP1651 internamente proporciona todas las necesarias características que se ven típicamente en un controlador de PFC, además de algunos características no se encuentran normalmente. Por ejemplo, el NCP1651 ha una alta tensión la puesta en marcha del circuito, lo que permite al diseñador conectar el pin 16 de la NCP1651 directamente a la alta tensión Del bus de CC, la eliminación de voluminosos y caros de puesta en marcha de circuitos.
Después se aplica energía al circuito, un alto voltaje FET es parcial como una fuente de corriente para proporcionar la corriente para la puesta en marcha el poder. La alta tensión de puesta en marcha del circuito se activa y la corriente se rectifica de la línea de CA para cargar la VCC cap. Cuando la tensión en la tapa VCC llega el turno de punto para el circuito de UVLO (10,8 V nominal), la puesta en marcha circuito está desactivado, y el circuito de PWM está habilitado. con el
NCP1651 permitido a la tendencia actual de aumento de su nivel de reserva parael nivel operativo. Una división por ocho contador está programado para la cuenta de 7, de modo que en el arranque del chip no será operativa en el primer ciclo.
El ciclo de VCC segundos el contador se avanza a 8, y el chip se va a permite comenzar en este momento. Refiérase a la Figura.
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Además de proporcionar la carga inicial en el VCC,  el
condensador, en el circuito de arranque, también sirve como un contador de tiempo para la  puesta en marcha, de sobre corriente, y los modos de cierre de la operación.
Debido a la naturaleza de este circuito, este chip tiene que estar sesgado, utilizando el circuito de puesta en marcha y un devanado auxiliar en el transformador de potencia. Al colocar en funcionamiento la astilla de un de las tensiones de alimentación fija, no permitirá que el chip para comenzar.
En el modo de cierre, el ciclo de VCC se lleva a cabo en el recuento de 7 estado hasta que la señal de cierre se retira. Esto permite un reinicio repetibles, rápidas.
Véase la figura 6 para el momento en el  diagrama.
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La unidad permanecerá operativa siempre y cuando el VCC tensión se mantiene por encima del punto de disparo UVLO bajo voltaje.
Si el voltaje de VCC se reduce al punto de disparo bajo voltaje, funcionamiento de la unidad se desactiva el circuito de puesta en marcha se volverá a ser habilitada, y se cargará el condensador de VCC, a  su vez en el nivel de tensión. En este punto el circuito de puesta en marcha se apagará, y la unidad permanecerá en el modo de apagado. Este continuará durante los próximos siete ciclos. En el octavo ciclo, la NPC1651 volverá a ser operativa. Si la tensión  VCC, se mantiene por encima del punto de disparo por baja tensión de la unidad continuará operando, si no la unidad comenzará otra de división por ocho ciclos.
El propósito de la barra de división por ocho es la reducción de la disipación de potencia del chip, bajo condiciones de sobrecarga y permitir que se recicla de forma indefinida sin el recalentamiento de la chip.
Es muy importante que la tensión de salida alcanza un nivel que permite que la tensión auxiliar a permanecer por encima de la UVLO, desvío nivel antes de que el condensador se ha descargado VCC a 9,8 V nivel. Si la tensión de polarización generada por el inductor bobinado no exceda el voltaje de cierre antes de que el condensador, se reduce a la UVLO a  bajo voltaje de desvío de nivel, la unidad se apagará y entrará en una división por ocho ciclos, y se nunca empezar. Si esto ocurre, el valor del condensador VCC debe ser aumentado.


CONCLUSIÓN


En última instancia, será hasta que el diseñador pueda  realizar un estudio para determinar qué topología, en refuerzo contra flyback, en modo continuo versus, discontinuo de operación se reunirá todo el rendimiento del sistema requisitos. Sin embargo, la reciente introducción de la NCP1651, permite al diseñador del sistema una opción adicional produciendo un menos costosa, la solución más pequeña
.


Fuente de Poder 90W Adaptador Laptop 90w
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A =  Lugar de la Asamblea WL = lote de obleas Y = Año WW = semana laboral   G = Pb - Paquete gratis
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Información para ordenar el componente
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Descargar la hoja de datos:

Datasheet: Single Stage Power Factor Controller
Rev. 9 (779.0kB)
Sus comentarios a: jhmvajhjh@hotmail.com

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