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martes, 4 de octubre de 2011

Diseño de Fuente de Poder TV 160 W CRT. Valley switching converters SMPS Modelo de referencia

TV CRT fuente de alimentación de diseño de referencia
Los CRT-TV Requerimientos de suministro eléctrico
La mayoría de las fuentes de alimentación CRT están diseñadas para hacer frente a la red universal: 90 Vac a 265 Vac, 47-63 Hz.
En cualquier CRT, el tubo debe ser suministrada por una linea de alta tensión, por lo general entre 110 y 140 V.
El microcontrolador y la memoria con la utilización de 3,3 V y 5 V que se derivan de una intermedio 8 V.
Circuitos integrados de audio se acomodan a menudo a partir de 12 V y 20 V.
Sintonizador puede ser suministrado a partir de 12 V o 5 V. una
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Todas las salidas son a su valor nominal. Consumo IOUT se toma en espera de 5 V de salida. Controlador es alimentado gracias a la bobina auxiliar
 
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Introducción

Valley switching converters, también conocido como cuasi-resonante (QR), los convertidores, permiten el diseño de fuentes de alimentación flyback Conmutadas (SMPS) con una reducción de Interferencias electromagnéticas (EMI) y la firma mejora de la eficiencia. Gracias al bajo nivel de los ruidos generados, el Valley switching converters SMPS, por lo tanto muy muy adecuado para aplicaciones que tratan con RF y video señales, tales como televisores.


NCP1337 ON Semiconductor es un Valley switching converters de gran alcance cambio de control, lo que facilita el diseño de un EMI-amigable TV suministro de energía con sólo unos cuantos componentes externos. Por otra parte, de energía de reserva muy baja (menos de 1 W) se puede conseguir sin ningún tipo de ruido.


Características principales de contralor

• Cambio automático del switche
• La corriente de modo
• Modo de ondulación suave con frecuencia mínima de conmutación libre de ruido en espera
• Auto-Recuperación de cortocircuito Protección con Independiente de la tensión auxiliar
• Protección de sobre voltaje
• Brown-Out de Protección
• 2 comparadores de fallo externo triggerable
(Auto-Recuperación o Latch Permanente)
• Internos 5 ms de Soft-Start
• 500 mA pico fuente de corriente / Capacidad de fregadero
• 130 kHz de frecuencia máxima
• El borde interno líder Blanking
• Cierre de temperatura interna
• Conexión directa optoacoplador
• Dinámica Autoabastecimiento
Características de la alimentación

Entrada de voltaje de entrada universal de 90 Vac a 265 Vac
Potencia de salida 160 W
Salidas de 135 V, 1 A máximo (135 W) regulado
20 V, 800 mA máximo (16 W)
12 V, 500 mA máximo (6 W)
8 V, 500 mA máximo (4 W)
De salida en espera:
5 V, 100 mA derivados de 8 V a través de un regulador
Protecciones de cortocircuito, exceso de poder, sobre-voltaje y brown-out
De energía de reserva por debajo de 1 W
Pasos de diseño

1. Voltaje reflejado

Primero vamos a iniciar el diseño mediante la selección de la cantidad de tensión secundaria que queremos reflejar en el primario, lo que nos dará el primario en relación a su vez del secundaria transformador. Si decidimos que queremos utilizar un componente barato y común de 600 V MOSFET, vamos a seleccionar la relación de espiras por:

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VINmax es de 375 V y (VOUT + VF) es de aproximadamente 135,5 V.
Si decide tener un margen de 100 V de seguridad, da N <0,92. nosotros elegiremos a su vez una relación de N = 0.91, lo que dará un reflejo la tensión de 123 V.

Pico de Corriente

Al conocer la relación  podemos calcular el pico de la corriente primaria necesaria para abastecer a los 75 W de potencia de salida.
Si descuidamos la TW de retraso entre el cero de la corriente y el valle de la tensión de drenaje, se puede calcular IPmax por:


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VINmin es de 110 V y  es del 85%. Al conectar los otros valores nos da una corriente de pico máximo de IPmax = 6,5 A.
NCP1337 consigna la máxima sensación actual es de 500 mV, por lo que debe poner una resistencia sentido RS = 0,5 V / 6,5 A = 0,077. Nosotros utilizaremos dos estándares 0,15 resistencias en paralelo, que se permiten IPmax = 6,67 A.
Inductancia primaria
Para calcular el LP inductancia primaria, tenemos que decidir la frecuencia de conmutación, con el  rango en el que permite al controlador  funcionar.
Hay dos limitaciones:
En  la línea baja, la potencia máxima, la frecuencia de conmutación, debe ser superior al rango audible (superiores a 20 kHz).
En la línea de alta, el 50% potencia nominal, el periodo de cambio debe ser superior a 7,5 s, para evitar que el controlador  salte entre los valles (debido a que estos saltos discretos entre los dos valles,  pueden generar ruido en el transformador). Si todavía la deficiencia del  TW, LP está dada por:
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Si optamos por 20 min kHz a 160 W de potencia de salida en 110 Vcc, se obtiene: LP 380 H.
Para tomar en cuenta las tolerancias, podemos elegir LP = 330 H, y verificar si cumple la segunda condición:
De potencia de salida de 80 W a 375 Vcc, TSW = 9 s, es decir, FSW = 112 kHz.

Abrazadera (clamp)

Podemos calcular la sobretensión debido a la fuga de la
inductancia:

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En este momento nos dona  conocer el valor de LLEAK, pero se puede elegir un valor de 3% de la inductancia primaria (es decir, 10 H), que no sería demasiado lejos del valor final.
Teniendo en cuenta 330 pF en el desagüe, a 375 V de tensión de entrada y 160 W de potencia de salida, lo que da IP = 4,2 A, obtener: VOVLEAK 730 V.
Pero sólo tenemos 100 V disponibles antes de llegar a tensión de ruptura del MOSFET . Por lo tanto, tendrá que añadir un pinza para limitar el alza del pico en la curva de apagado .


Por favor refiérase a la nota de aplicación AN1679 (disponible enwww.onsemi.com)

para el cálculo de esta pinza.
También puede utilizar un simulador SPICE para poner a prueba los valores correctos para los componentes.
Se optó por utilizar una pinza de RCD, utilizando un diodo 1N4937, una resistencia de 47 k  y un condensador de 10 nF: se trata de un agresivo diseño (la tensión de drenaje máxima estará muy cerca de la tensión máxima permisible para el MOSFET), pero da protección suficiente, sin degradar la eficiencia.
Aclaratoria: Histéresis podemos resumirlo como una conmutación entre dos voltajes
Protección de salida

Queremos que la fuente de alimentación al encender en Vac 90, a su vez y bajar en 70 Vac.
El arranque de nivel está directamente determinado por el divisor resistivo conectado entre la tensión de entrada alta y el pin BO, sabiendo que el umbral del comparador interno es de 500 mV.
Los 90 medios Vac 127 Vcc, por lo que la relación entre el divisor debe ser 254.
Una vez que el controlador se ha iniciado, un interno de 10 A de corriente en la fuente se activa y  sale del pin BO, la creación de histéresis. 70 medios Vac 99 Vcc, por lo que queremos un V 28, histéresis, lo que corresponde al 22% del nivel de arranque. El umbral correspondiente para el comparador es de 390 mV, por lo que a los 10 actuales, debe crear un desplazamiento de 110 mV a través de la resistencia equivalente del divisor resistivo.
Esas dos condiciones llevan a dos ecuaciones:
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La resolución de estas ecuaciones da
RBOhigh = 2,8 M y
RBOlow k = 11.

Pero en realidad habrá una onda no despreciable en la Tensión continua de entrada, y la histéresis se debe aumentar  para obtener el cambio deseado y desactivar los niveles.
el  Valor límite para la presentación RBOlow es 15k (RBO2 en esquema), y 3,9 M para RBOhigh (dividida en RBO = 2,7 M y RBO1 = 1,2 M para mantener la alta tensión).
Un condensador C7 se añade entre el pin BO y tierra
para filtrar el ruido, y para asegurar una tensión continua. El valor de este condensador  debe ser lo suficientemente pequeño, de lo contrario podría introducir un retraso entre el colapso de tensión de entrada y el suministro de energía de desactivación (a 10 nF condensador de cerámica da buenos resultados).
Protección de la sobre-intensidad

Hemos visto que la carga plena máxima con el pico de baja tensión de entrada es de 6,5 A, pero sólo el 4,2 A con la tensión alta.
Tenemos que crear un desplazamiento de la señal de detección de corriente. Como de 500 mV en el pin CS corresponde a 6,67 A, 2,3 A corresponde a 172 mV offset. A 375 Vcc de tensión de entrada, tensión de BO es 1,55 mV: como resultado un 73,5 fluye una corriente de CS pin? durante el tiempo de encendido. Para crear el deseado 172 mV, es necesario insertar un 2,34 k? resistencia R6 en serie. Elegimos un estándar de 2,2 k? de valor.


En espera

Con el fin de reducir lo más posible el poder perdido
en modo de espera, NCP1337 entra en un modo  eficiente y silencioso suave modo de salto. Pero debido a la alta tensión de salida de 135 V, cualquier corriente de fuga puede  crear una salida significativa de energía, la prevención de la fuente de alimentación para llegar a la requisito de menos de 1 W de potencia de reserva. Esta placa de demostración incluye así un circuito patentado sencillo que permite a colapsar todas las salidas sin utilizar, al mismo tiempo alimentar el ferrocarril espera de 5 V. Este circuito se compone de una rectificador regulado (en torno a M1) conectado entre el alto bobinado de salida y la entrada de la lineal de 5 V regulador de IC4, y de un interruptor (Q1) que cambia la la regulación de consigna. Dz2 se añade para evitar caídas de tensión durante la transición de normal a modo de espera.
Si la corriente de fuga en la salida de 135 V es muy
baja, este circuito se puede omitir (véase el apéndice esquema A).




8. Controlador de suministro

NCP1337 incluye un DSS en condiciones de suministrar el controlador sin la ayuda de cualquier fuente auxiliar. Sin embargo, esto es posible sólo si la corriente de compuerta es baja, es decir, durante la espera en nuestro caso. Así que un devanado auxiliar es necesario para abastecer el controlador en el modo normal, pero DSS se puede activar en espera, por ejemplo en el caso de todas las tensiones se reducen en
el circuito que se ha descrito anteriormente. Con el fin de minimizar el poder de consumo de los DSS, el  pin HV puede ser conectado a la de media onda de tensión de entrada en lugar de rectificar la onda completa tensión rectificada a granel.
Para reducir aún más la potencia consumida por el controlador durante la espera, puede ser interesante para evitar que el DSS a su vez en: esto se puede lograr invirtiendo el acoplamiento de la devanado auxiliar (véase el apéndice esquema B). Mediante la creación de la alimentación auxiliar de un bobinado hacia adelante en lugar de una bobina flyback, es posible garantizar una oferta suficiente de tensión, incluso en modo de espera con todos los voltajes reducidos.
La Tensión VCC entonces debe ser fijada para proteger el controlador cuando el voltaje de entrada es muy alto: como resultado de sobretensión la protección de VCC pin se pierde.
Las mediciones estáticas

Protección de salida
• Tensión de entrada a su vez   nivel de encendido: 95 Vac
• Tensión de entrada de apagado nivel: 80 Vac eficiencia
• En Vac 230 W, 148 en la salida 135 W 91%
• A 110 Vac W, 154 en 135 W de salida 87% de energía de reserva
• sin ruido
• Todas las salidas son bajas (135 V de salida es de 12,7 V), con la excepción Espera de 5 V de salida que se mantiene. IOUT el consumo se toma en 5 V de espera. controlador Es gracias a la potencia dinámica de auto-suministro (DSS).
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Todas las salidas son de baja (135 V de salida es de 12,7 V), con la excepción en espera de 5 V de salida que se mantiene. IOUT el consumo se toma en 5 V de espera. controlador Es gracias a un devanado auxiliar hacia el acoplado bobinado.
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Todas las salidas son a su valor nominal. IOUT el consumo se toma en 5 V de espera. controlador Es gracias a la potencia del devanado auxiliar.
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Graficas de Arranque suave
A 230 Vac de carga, llena
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A 110 Vac, sin carga
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A 230 Vac, sin carga
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A 110 Vac, sin carga
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valle de conmutación
A 230 Vac de carga, llena
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A 110 Vac de carga, llena
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A 230 Vac mitad de la carga
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A 110 Vac mitad de la carga
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Los transitorios de carga
A 230 Vac, 20% a 80% de la carga en la salida 135 V
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A 110 Vac, 20% a 80% de la carga en la salida 135 V
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En espera
espera a 110 Vac
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espera a 230 Vac

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Las transiciones entre los modos
Normal a la transición en espera
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En espera de una transición normal
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Diseño de la placa
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Entrada de CA
En espera Ver circulo rojo
Izquierda: el modo normal
Derecha: el modo de espera

Lista de Materiales
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Apendice A
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Apendice B

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Fuente:

http://www.onsemi.com

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